Präzisions Digital- Analogwandler für den Mikroprozessor
od. DA-Umsetzer, bsp. f. eine Applikation m. Operationsverstärker
TL062(Texas-Instr.)

Abb. 1.1

Abb. 1.1 zeigt eine Schaltung eines Wandlers mit zwei Operationsverstärkern und
Analogschaltern, welche über zwei Ports des Mikroprozessors angesteuert werden.
Am Ausgang des Integrators erhält man eine der Zeit proportionale Sägezahnspannung.
Dem Integrator ist eine Abtast- Halteschaltung sowie eine Pegelanpassung nachgeschaltet.
Mittels des uP-Ports 1  ist der Kondensator C1 zunächst entladen und wird dann durch
Umschalten von einem konstanten Strom

                                                  ic=(Uref-Ud )/R3

geladen. Mit der Abschätzung für Ud = 0V u. R3>R2 läßt sich die u.g Gleichung
vereinfachen. Der Strom durch den Kondensator wird dann durch den Differenzalquozient
beschrieben

                                                 ic=C1*dUc/dt

Als Integationszeit Ti für die Ausgangsspannung ergibt sich

                                                 ic*ti=C1*Uc  >  Ti=R3*C1 (Integrierzeit Bsp. 470K*0,1uF)

 Innerhalb der Zeit Ti kann nunmehr am uP-Port2 der Abtastimp. dt variiert bzw. verzögert
werden. Die Dauer des Abtastimpuls zum Laden des Haltekondesators bestimmt man über
den Innenwiderstand des IC1A sowie des Analogschalters. Der Lieferstrom des Operation-
vertärkers beträgt hierfür max. 20mA, so daß der Haltekondesators C7 möglichst während
eines Abtastimpuses geladen werden kann. Einen Spannungsabfall über dem Analogschalter
sollte man daher berücksichtigen. Der Spannungsteiler am Eingang läßt sich sehr einfach
beschreiben, wobei  K1=2,55V/Ub, K2 = R2/(R1+R2) und somit Uref=K1*K2*Ub
(Ub=Speisesp.) Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers IC-1A ist.

                                                Ua' =Uc+(Uref-Ud)     mit Ud=0

dann entsprechend dem Zeitintegral
                                                                 t2                                     t2
                                                Ua'= 1/C1 | ic*dt + Uref  > Ua' =  1/Ti | Uref*dt + Uref
                                                                 t1                                     t1

Am Spannungsteiler R4, R5 wird nunmehr die Spannung Uref  wieder subtrahiert, so daß
sich  die Spannung aus dem Produkt der Referenzspannung (Uref) dem Widerstands-
verhältnis (K3) und dem Zeitverhältnis ergibt

                                                 Ua = Uref* K3 *dt/Ti

Da Uref, K3 und Ti konstant ist, wird die Ausgangsspannung proportional zum
Abtastzeitpunkt

                                                                 Ua ~ dt.

Die benötigten Spannungen für die Referenz lassen sich, wie in Abb. 1.2 dargestellt,
erzeugen.

Abb. 1.2

Eine Möglichkeit einen  D/A-Wandler mit nur  einem Port des uP zu bewerkstelligen
erfordert eine zusätzliche Schaltung, wobei die Steuerung über Port1,2 entfällt und ist
in Abb. 2.1 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird ebenfalls mittels des Zeitverhältnisses
dt/T die Ausgangsspannung eingestellt. Mit der ersten Kippstufe werden die Zeiten
verlängert, wobei die Signalflanke mittels des Schmitt-Triggers bereinigt wird. Man
könnte hierfür auch eine andere Beschaltung benützen. Wichtig ist, das bei halber
Speisespannung keine Signalverzerrungen auftreten, damit die nachfolgenden C-MOS
Schaltungen bestens funktionieren. Mit der zweiten Kippstufe wird dann, bei der
entsprechenden fallenden Flanke, der augenblickliche Spannungswert, übernommen.
Damit können dann Pulslängen oder Pulsbreiten ausgewertet werden. Das läßt sich
natürlich auch mit einem IC4098, wie in der Abb. 2.2, realisieren.

Abb. 2.1

Abb. 2.2

Zu einer einfacheren Umwandlung gelangt man, wenn man einen uP mit integriertem Puls-
breitenmodulator verwendet, wie den Mega8 von Atmel. Dessen Portsignal läßt sich mittels
eines  Tiefpaß Abb. 3.1 in eine Gleichspannung umformen, wenn die Zeitkonstante
(T=R*C) hinreichend größer ist als die Periodendauer (tp=te+ta). Diese RC-Kombination
wird auch als Integrierglied bezeichnet. Man erreicht mit diesem einf. Tiefpaß-Schaltung
keine gute Glättung des Signals, da die Ausgangspannung nach dem Einschwingen immer
um den stationären Zustand pendelt Abb. 3.2 Beispielsweise sei T=10*tp, Spannung =5V,
und das Zeitverhältnis te=ta= 0,5*tp dann ist ut1l=ut0*(1-e(-te/T)=5V*(1-0,951)= 0,243V
Von diesem Momentanwert dann Entladen ut1e=ut1l*(e(-ta/T)=ut1l*0,951=0,232  ergibt
die Restspannung ut2l=ut1e+((ut0-ut1e)*(1-0,951))=0,4645  ut2e=ut2l*0,951=0,4418
letztlich ut50l=ut49e+((ut0-ut49e)*(1-0,951)=2,545 somit liegt die Gleichspannungs-
komponente dann nach 5T bei 2,5V

Abb. 3.1


Abb. 3.2


 

Um aber eine wesentliche Verbesserung des Ausgangssignals zu erreichen muß man ein
mehrpoliges System, beispielsweise zwei RC-Kombinationen mit einfacher Mitkopplung
und einer veränderbaren Impedanz, einsetzen Abb. 3.3. Letzteres wird mit dem Op. und C3
bewirkt und soll das Überschwingen vermindern. Die Schaltung besitzt eine wesentlich
bessere Glättung sowie eine günstigere Dimensionierung Abb. 3.4, wobei die Koeffizienten
möglichst des Besselfilters (a1=1,3617  bi=0,4142  K=1,268) oder Butterworthfilters
(a1=1,4142  bi=1 K=1,586) zu verwenden sind. Quelle: Tietze-Schenk, Halbleiter-
Schaltungstechnik

Abb. 3.3


Abb. 3.4
 

K. Moosbauer
Techniker f. MSR                                                                                                Okt.'07